新型式的降壓轉換設計並且實現PWM升壓轉換器

新型式的降壓轉換設計並且實現PWM升壓轉換器作者：Christian Schimpfle / Jörg Kirchner, Texas Instruments
本文刊登於半導體科技 2004年11月號
摘要本文針對升壓轉換器介紹一種新型式的輸出穩壓技術，它不但節省電路板面積，就算輸入電壓高於輸出電壓，它也能提供良好的穩壓效果。這種新技術不用低壓降之線性穩壓器就能完成降壓轉換，它也不像是SEPIC或其它非反相升-降壓 (buck-boost) 轉換器需要額外的電感或電容。這種概念是以PMOS同步整流器的後-閘極 (back-gate) 控制為基礎，它能避免電路在降壓模式工作時，基底二極體 (substrate diode) 出現順向偏壓。這顆轉換器採用10隻接腳的MSOP封裝，它只需要一顆外接電感和電容，就能提供1.8 V至5.5 V的穩壓輸出，輸出電流最高200 mA。連續升壓模式的轉換效率超過85%，最高甚至達到95%，降壓模式的效率則通常在55%和75%之間。新型式的轉換器還提供可選用的省電模式，來達成在輕載情況下更高的轉換效率。I. 介紹為了延長電池壽命同時減少高度整合之系統的散熱問題，今日的電池供電型式之可攜式電子產品需要高效率的電源供應解決方案；除此之外，這類電源還必須在一顆或多顆電池所供應的寬廣輸入電壓範圍內，提供穩定不變的輸出電壓。舉例來說，對於使用兩顆鹼性電池、鎳鎘電池或鎳氫電池的系統，可以假設其所需的供應電壓為2.8 V。新的鹼性電池通常能提供1.6 V至1.65 V的電壓，在將兩顆電池串聯的雙電池應用中，這表示總電壓可達3.3 V。圖1是升壓轉換電路在未接負載和大約33 Ω電阻性負載條件下，串聯至輸入端的兩顆鹼性電池的放電情形，從圖中可看出至少在90%的電池供電時間內，電池電壓會低於2.8 V。升壓轉換器是此區域內的最佳選擇，但由於新電池的供應電壓最高達到3.3 V，因此若採用標準升壓轉換器，將無法在此條件下產生正確的輸出電壓。圖1：兩顆鹼性電池串聯至升壓轉換器輸入端所得到的放電曲線想要產生應用所需的2.8 V輸出電壓，可能方法之一是使用SEPIC或是Cuk之類的升-降壓 (buck-boost) 轉換器，它們會先提供降壓轉換，等到每顆電池的電壓都低於1.5 V額定電壓，就改用升壓轉換，直到電池輸出電壓小於轉換器所能接受的最低輸入電壓，這種電路的主要缺點是它們至少需要兩個電感和一個額外電容。升-降壓 (buck-boost) 轉換器的輸出功率為：其中IL, peak是電感的峰值電流，Vpeak = Vout + Vin，D是負載週期，當D = 0.5和Vout = Vin時，即可得到最大輸出功率Pout = Pout, max。對於升壓轉換器，輸出功率等於：當D = 1時，Pout = Pout, max，Vout = Vin。從公式 (1) 和 (2) 可得知升壓轉換器的Pout, max = IL, peakVpeak，升-降壓轉換器則為Pout, max = 0.25IL, peakVpeak。這表示對於同樣的限制因素IL, peak以及Vpeak，升-降壓壓轉換器所能提供的最大輸出功率只有升壓轉換器的四分之一。 另一種方法是使用低壓降之線性穩壓器 (LDO)，並在其前端增加升壓轉換電路，由它提供適當的輸入電壓給LDO，該輸入電壓在整個電池供電時間內至少應等於LDO的輸出電壓 (此處為2.8 V) 再加上LDO正常操作所需的最小電壓降 (dropout voltage)。等到電池的電壓減少至2.8 V以下，就改用簡單的升壓轉換器，此時它變成是較有效率的解決方案。 本文介紹一種新型式的的升壓轉換器，它就算輸入電壓高於輸出電壓，也能透過同步整流器和負載週期的控制來提供額定的穩壓輸出，不必另外增加電感或電容，也不需要使用低壓降之線性穩壓器。 本文內容如下：第二段是電路架構和不同工作模式的說明，第三段介紹控制方式，第四段提供晶片實作的量測結果，第五段則是最後的總結評論。 II. 電路架構 這種升壓轉換器的電路架構如圖2所示，虛線方塊是整合至晶片的部份，它是這種升壓轉換器的標準架構，其中有同步整流器、後-閘極 (back-gate)控制以及MOS開關的電壓模式控制單元。 我們在同步整流器中使用了低耗損的PMOS功率晶體，它的後-閘極能在Vout和SW電路接點之間切換。在電源剛啟動的Vin ≧ Vout階段，後閘極會連接至SW接點，PMOS則像電流源，用來將Cout充電至Vin左右。假設Vout, nom為額定輸出電壓，若Vin < il =" L"> Vd時進入順向偏壓狀態，其中Vd是二極體的順向電壓，其值約為0.7 V。後-閘極控制電路現在將PMOS後-閘極和Vout的連接切斷，確保後-閘極二極體不會進入順向偏壓狀態。當NMOS開關在降壓模式下導通時，PMOS的後-閘極會經由另一顆小型PMOS元件 (M3) 連接至Vout。圖6是後-閘極控制電路中，開關元件的可能實作方式之一，它是由兩顆做為開關的功率晶體組成，功率晶體M1會在Vout < Vin的最初階段中將BG連接至SW，此時功率晶體就像是對輸出電容充電的電流源。進入升壓模式後，功率晶體M2會將BG連接至Vout，其中訊號DM = “0” 顯示降壓模式已被關閉。把M2的後-閘極連接至BG接點，即可確保在降壓模式下，M2的後-閘極二極體不會進入順向偏壓狀態，也不會有電流通過後-閘極。因此相較於大型的NMOS和PMOS開關，M1、M2和M3可以使用較小的功率晶體。 圖6：後-閘極控制開關 在連續升壓模式下，SW上的電壓會在0 V和Vout之間改變。在降壓模式下，PMOS電晶體不會在NMOS截止時進入導通狀態，因此SW電壓會在0 V和Vin + VT,p之間切換。降壓模式啟動後，轉換器就能在連續模式和省電模式下工作，省電模式的條件和 (7) 所描述的相同。圖7是電路從升壓模式轉換至降壓模式時，示波器上所看到的SW電壓波形，轉換器在這種兩模式下都會連續進行切換。升壓和降壓模式之間的中斷部份是由控制電路所產生，因為NMOS在Vin ? Vout的導通時間非常小，使得部份的脈衝訊號 (NMOS切換作業) 被跳過。 圖7：從升壓模式轉換至降壓模式時的SW訊號 III. 電壓模式控制機制 本文介紹的轉換器是利用定頻電壓模式控制來提供穩壓輸出，其中升壓模式的負載週期控制演算法是由公式 (3) 決定，這個能夠自動控制NMOS的截止時間toff，進而控制負載週期的演算法是由兩個部份組成：電流產生器和計時器單元。在升壓模式下，電流產生器電路會產生一個等比於Vout的電流，同時提供參考電壓給RC振盪器，由它產生時間週期為T = RC的時脈脈衝。計時器內另一個電容值為C的電容每隔時間T就會充電至Vin，然後由電流產生器的電流將其放電。為了得到更高的精確度，此設計會利用一個誤差放大器來調整放電電流，電容的電壓會與某個固定電壓值比較 (對於理想的MOS開關元件，這是指地電位)，等到電容放電至此電壓值，比較器就會產生一個脈衝，代表NMOS截止時間已經結束，這個NMOS開關也會進入導通狀態，等到振盪器產生下一個脈衝時再進入截止狀態。 接著，我們將詳細說明降壓模式的控制演算法。在降壓模式下，我們也能根據圖5利用伏特-秒相等的原理來算出所需的負載週期。忽略NMOS和PMOS開關的電阻性損耗，那麼在NMOS的導通和截止期間內，電感兩端的電壓為： 應用伏特-秒相等的原理即可得到： 對於固定頻率f = 1/T，可將NMOS的截止時間設為： 就能從公式 (10) 得到所要求的負載週期。 圖8是降壓模式下，截止時間控制器的工作原理。電流產生器方塊會提供等比於Vin + VT,p的電流，計時器的電容C則會在T = RC 的時間內充電至Vin，然後利用電流產生器所產生的電流I = (Vin + VT,p) / R進行放電，一個簡單的比較器接著會在toff時間內產生多個脈衝。很明顯的，振盪器的R和C必須相等於電流產生器內的R以及計時器的C。為了得到所要求的精確度，誤差放大器會根據正比於│Vout - Vnom│的誤差訊號來提供電流Ierr，其中Vnom是所要求的額定輸出電壓。必須注意的是，只有電流產生器在升壓和降壓模式下的工作方式不同，控制器的所有其它部份在這兩種模式下的功能都完全相同。 圖8：降壓模式的控制機制 IV. 實驗結果 我們利用一顆晶片來實作本文所介紹的轉換器，它能支援1至3顆鹼性電池、鎳鎘或鎳氫電池應用，例如網路音樂播放機或PDA。這個轉換器的輸入電壓從0.9 V至5.5 V，輸出電壓則能在1.8 V至5.5 V之間調整。 理論上，Vin可以超過Vout任何值，但實際上卻須將PMOS開關在降壓作業模式的較大功耗列入考慮。在降壓模式下，PMOS電晶體兩端的電壓降等於Vin + VT,p – Vout，其功耗則能由下式計算： 隨著晶片環境的熱阻抗不同，我們可以針對特定的Vout和Iout來計算所能接受的Vin最大值，這在實際應用中必須列入考慮。在本文所介紹的量測過程中，我們限制Vin最多不能比Vout高出1.5 V。 效率是轉換器最重要的參數之一。本文在進行量測時會將輸出電壓固定，然後改變輸入電壓和負載電流，藉以判斷此轉換器在眾多可能操作點和所有不同模式下的轉換效率。所有量測值都是在25℃下的量測結果。 圖9a是將省電模式關掉後，轉換器工作效率的3D圖，其中輸出電壓是3.3 V，從圖中可明顯看出升壓和降壓模式的分界。在升壓模式下，只要負載電流大於20 mA左右，轉換效率就會超過90%。 圖9：將省電模式關掉後，Vout = 3.3 V時的轉換效率圖 負載較小時，轉換效率會持續下降，這是因為電感電流在某些時間會變成負值，並且從輸出端回流至輸入端。注意此轉換器並沒有不連續模式，所謂不連續模式是指IL會停在零的位置，而不是變成負值。降壓模式的轉換效率顯然與升壓模式有一段差距，這是由PMOS通道的電阻性損耗所造成。在降壓模式下，轉換器總是能進入省電模式，因此若在負載很小時將省電模式關掉，就會使得升壓模式具有效高的轉換效率。 如果啟動省電模式，轉換效率的分佈就會變得非常均勻。圖10是3.3 V輸出電壓時的轉換效率3D圖，當負載較小時，轉換器會暫時進入閒置狀態，其中絕大多數的內部電路方塊都不再連接至電源供應，NMOS和PMOS電晶體也會停止導通。圖10是在各種負載下的效率曲線，其中最大的負載電流為250 mA，從圖中可發現在Vin = Vout時，轉換效率會出現很大的變化，然而降壓模式的效率卻仍在55%和72%的範圍內。 圖10：啟動省電模式後，Vout = 5.5 V時的轉轉效率 圖11是轉換器在不同輸入電壓下的負載穩壓效果。在圖中所示的條件下，3.3 V額定輸出電壓的誤差範圍會在-0.6%和1.1%之間。控制迴路的設計是讓Vout精確度達到±1.6%，若將零件的不匹配原因列入考慮，那麼整體精確度仍可確保在±3%以內。 圖11：負載穩壓 V. 結論本文發表一種新架構的低功率直流轉換器設計方式，它包含可供選用的降壓轉換功能，不必增加任何電感或電容，也不需要低壓降之線性穩壓器。這種設計最適合所需供應電壓略低於電池滿電荷時的應用，只要電池放電至所要求的額定供應電壓以下，此轉換器就變成標準的升壓轉換器。在新型式的降壓轉換模式中後-閘極 (back-gate)，功率晶體PMOS開關的動作就像是同步整流器，轉換器則需為此功率晶體PMOS的後-閘極(back-gate)提供特殊控制方式；一旦Vin超過Vout，這顆功率晶體PMOS的閘極就會被連接至地電位，使它不再進入導通狀態，這能確保功率晶體NMOS開關處於截止狀態時，電感兩端的電壓會變成負值，而同時符合伏特-秒平衡的原理。在此模式下，PMOS通道的電阻性損耗會高於標準升壓模式，所以效率就變得較差；此外，Vin所能超過Vout的最大範圍不僅受到製程技術的電壓能力限制，也會受到PMOS元件週圍環境的熱阻抗影響。 我們利用一顆晶片來實作本文介紹的設計，它採用MSOP-10封裝技術包括底部有散熱裸銅，使其就算在最惡劣條件下，Vin也會比Vout高出1.5 V。量測結果顯示升壓模式的轉換效率通常都高過90%，最高甚至達到95%，降壓轉換模式的效率則在55%和75%之間。由於提供降壓轉換能力，本文介紹的轉換器能為種類廣泛的電池供電型應用帶來一套節省電路板面積、成本和功耗的解決方案。